內容表 

1.基本器件結構

2.擊穿電壓

3.導通狀態特性

4.電容

5.柵極電荷

6.柵極電阻

7.導通和關斷

8.體二極管正向電壓

9.體二極管反向恢復

10.雪崩能力和額定

11.dV/dt額定

12.熱阻特性

13.功率耗散

14.安全工作區

15.電流額定

1.基本器件結構

功率MOSFET (金屬氧化物半導體場效應晶體管)是非常通用的功率器件，因為它具有低的柵極驅動功率，快的開關速度和優異的并聯工作能力。許多功率MOSFET具有縱向的垂直結構，源極和漏極在晶元的相對的平面，從而可以流過大的電流和具有高的電壓。

圖1a和1b示出溝漕和平面兩種基本的器件結構。溝漕結構主要用于額定電壓低于200V的器件，因為它具有高的溝道密度，因此導通電阻低。平面結構適合于更高的額定電壓器件，因為導通電阻主要由epi-層的電阻來決定，因此無法得到高的單元密度。兩種結構基本的操作相同。除了特別的定義，本文只討論溝漕結構。

                          Figure 1a: 溝漕MOSFET結構                             Figure 1b: 平面MOSFET結構      
 

2.擊穿電壓

在許多功率MOSFET中，N⁺ 源極和P-體形成的結是通過金屬物短路的，從而避免意外的導通寄生的三極管。當沒有偏置加在柵極時，功率MOSFET通過反向偏置P-體和N^- Epi形成的結，可以承受高的漏極電壓。

在高壓器件中，絕大部分電壓由少摻雜的Epi層來承受：厚的少摻雜的Epi層承受更高的擊穿耐壓，但是增加了導通電阻。在低壓器件中，P-體摻雜程度和N^- Epi層差不多，也可以承受電壓。如果P-體的厚度不夠，重摻雜太多，耗盡區可以通孔達到N⁺ 源極區，從而降低了擊穿電壓值。如果P-體的厚度太大，重摻雜不夠，溝道的電阻和閾值電壓將增大。因此需要仔細的設計體和Epi摻雜和厚度以優化其性能。

數據表中，BV_DSS通常定義為漏電流為250uA時漏極到源極的電壓。漏極到源極的漏電流表示為I_DSS，它在100%的BV_DSS額定時測量。溫度增加，I_DSS增加，BV_DSS也增加。 

3.導通狀態特性

要考慮功率MOSFET在兩種不同的模式下工作：第一象限和第三象限工作。

第一象限工作

當正向電壓加在漏極上時，N溝道的功率MOSFET操作在第一象限工作，如圖2所示。當柵極電壓V_G增加到閾值電壓V_TH時，MOSFET溝道開始流過電流。它流過電流的值取決于MOSFET的導通電阻，定義為：

RDSON=VD/ID

對于足夠的柵極電荷過驅動V_G>>V_TH，I_D-V_D曲線操作在線性區，因為MOSFET的溝道完全導通。在低的柵極過驅動電壓下，當V_D>(V_G-V_TH)，由于溝道的修剪效應，漏極電流達到飽和點。

圖2: 導通區特性（第一象限）

對于溝漕MOSFET, R_DSON由于下面幾個部分組成：         
- R_S: 源極電阻         
- R_CH: 溝道電阻         
- R_ACC: 聚集區電阻         
- R_EPI: 硅片頂層電阻，外延硅，有名epi；epi控制著MOSFET可以承受阻斷電壓值         
- R_SUBS: 硅襯底電阻，epi從它上面生長。

圖3a: 溝漕R_DSON組成                                  圖3b: 平面MOSFETR_DSON組成    

對于平面MOSFET, R_DSON組成部分和溝漕MOSFET相似。主要的不同在于出現JFET部分。當器件縮小到更小的尺寸，R_S, R_CH, R_ACC也減小，因為更多的單個的單元晶胞將堆積在給定的硅片區。另一方面，當電流被限制在靠近P-體區的狹窄的n-區流過時，R_JFET將遭受JFET效應。由于沒有JFET效應，溝漕MOSFET可以得到更高密度的縮減，實現低的R_DSON。

溝道電阻R_CH主要依賴于柵極過驅動程度。V_GS增加，R_CH減小。開始時，當V_GS增到V_TH以上時，R_DSON很快降減小，表明MOSFET溝道導通。當V_GS進一步增加，R_DSON下降比較來緩，因為溝道完全導通，MOSFET導通電阻由其它的電阻組成部分決定。R_DSON隨溫度增加而增加，因為溫度增加，載流子運動能力降低，這是器件并聯工作的重要特性。

圖4: R_DSON對柵極偏置和溫度 

閾值電壓

閾值電壓V_GS(TH)定義為最小的柵極偏置電壓，此時，在源極和漏極間形成導通的溝道。對于功率MOSFET，通道在250uA的漏源極電流時測量。柵極氧化層厚度和溝道摻雜集中度用來控制閾值電壓。10-15V的驅動電壓，其典型值設計為2-4V。使用CMOS技術縮減，功率MOSFET的柵極驅動電壓可以降到的2.5-4.5V。因此，這些應用需要更低的閾值電壓1-2V。閾值電壓具有負的溫度系數，溫度增加，閾值電壓降低。

跨導

跨導g_fs，定義為MOSFET的增益，可以用下面公式表示：

gfs=DIDS/DVGS =μCox W/LCH

通常在固定的V_DS，在飽和區測量。器件柵極寬度W，溝道長度L_CH，活動性μ，柵極電容C_OX，影響跨導值。溫度增加，跨導降低，因為載流子的活性降低。

第三象限工作

在DCDC的BUCK變換器中，功率MOSFET在第三象限工作很常見，電流流過下面N溝道的MOSFET，和第一象限比較，電流方向是反向的，施加的R_DSON相同。

在相對低的電流時，第三象限工作的導通特性和第一象限是對稱的。因此可以假定兩種操作典型有相同的R_DSON。在大的電流和大的V_DS時，它們工作方式不同。當V_DS接近體二極管的正向壓降時，體二極管開始導通。因此，電流增加，不能看到電流飽和特性。

圖5: 第三象限工作    
 

4.電容

MOSFET的開關特性受器件三個管腳的寄生電容的影響，也就是柵極源極電容C_GS，柵極漏極電容C_GD和漏極源極電容C_DS，如圖6所示。這些電容值是非線性的，和器件結構，幾何特性和偏置電壓相關。

圖6: MOSFET寄生電容

開通時，電容C_GD和C_GS 通過柵極充電，因此設計柵極的控制電路時必須考慮電容的變化。MOSFET的數據表提供的寄生電容參數，C_ISS，C_OSS,和C_RSS。

C_GD = C_RSS

C_GS = C_ISS ? C_RSS

C_DS = C_OSS ? C_RSS

C_RSS = 小信號反向傳輸電容。

C_ISS =小信號輸入電容，漏極和源極短路。

C_OSS =小信號輸出電容，柵極和源極短路。

MOSFET的電容是非線性的，是直流偏置電壓的函數。圖7示出了電容如何隨V_DS電壓增加而變化。所有的MOSFET的寄生電容來源于不依賴于偏置的氧化物電容和依賴于偏置的硅耗盡層電容的組合。當電壓增加時，和V_DS相關電容的減小來源于耗盡層電容減小，耗盡層區域擴大。

圖7b示出了當V_GS電壓增加大于閾值電壓，V_DS電壓值低，MOSFET柵極電容也增加，因為MOS溝道電子反形層形成，在溝漕底部形成電子聚集層。這也是為什么一旦電壓超過Q_GD階級，柵極電荷特性曲線的斜率增加的原因。

圖7a: 典型電容隨V_DS變化   圖7b: 典型輸入電容 C_iss隨 V_GS變化

5.柵極電荷

如果知道了柵極的驅動電流，柵極電荷參數可以用來估算功率MOSFET開關時間。這只取決于器件的寄生電容。這個參數受漏極電流，電源電壓和溫度的影響較小。柵極電荷測試的原理圖和相關波形見圖8所示。在此電路中，恒定的柵極電流源I_g給測試器件的柵極充電，漏極電流I_D由外部提供。測量V_GS和柵極充電時間，可以直接表明漏極電流從0增加到I_D，同時，漏極電壓從V_DC減小完全導通電壓時，器件所消耗的能量。

在柵極電流開通前，測試的器件承受的所有電源電壓V_DC，而V_GS電壓和漏極電流為0。一旦柵極電流Ig開始流過，柵極源極電容C_GS和柵極漏極電容C_GD開始充電，柵極到源極電壓開始增加。充電的速度為I_G/C_ISS。當V_GS電壓達到閾值電壓后，漏極電流開始流過。柵極電壓開始上升到平臺電壓V_GP (V_GSTH+I_D/g_FS)，而測試器件的電壓保持在電源電壓V_DC需要達到這種狀態的電荷Ig*time為Q_GS。當漏極的電流到達I_D時，漏極的電壓開始下降，此時，V_GS保持在恒定的V_GP值。柵極電流用來給電容C_GD充電，Ig= C_GD dV_DS/dt。當V_DS接近導通狀態時，平臺階段結束。在平臺階段，注入的柵極電荷為Q_GD，通常用它來估算電壓轉換的時間和開關損耗。

下一步，測試器件的柵極繼續充電到最終的值，漏源極電壓變為R_DSON x I_D。柵源極電壓自由的上升，上升的斜率由柵極的充電電流和C_ISS決定,在V_GS>V_TH時，C_ISS更高，圖7b所示，導致在柵極電荷曲線上，更低的斜率，直到柵源極電壓達到最大值。這個柵極的電荷是所有柵極電荷Q_G。

圖8: 柵極電荷測試電路和波形 

6.柵極電阻

對于柵極的驅動，功率MOSFET柵極呈現和RC網絡類似的阻抗。等效的電阻就是指柵極的電阻Rg。柵極的電阻由柵極多晶硅導體，金屬和連接結構的電阻產生。連接結構就是為了連接外部封裝的管腳，所布設的到焊盤的柵極信號線。

對于多晶硅柵極功率溝漕MOSFET，柵極的電阻取決于摻雜的程度和多晶硅材料的類型（N或P型），柵極溝漕的幾何特性和器件設計的安排。對于同樣器件設計，N型溝漕功率MOSFET通常比P型有更低柵極電阻，因為在合適摻雜的多晶硅中，N型具有更低的薄膜電阻。許多開關器件最后要使用LCR儀，100%的測量Rg。

7.開通和關斷

功率MOSFET數據表通常有阻性負載的開關特性，取決于R_g，C_iss和C_rss。當寄生的電感和柵極驅動細節因素影響到實際的測量時，可以檢查基本的物理特性。圖9示出了功率MOSFET阻性負載開關測試電路和波形。

圖9:阻性負載開關測試電路和波形

t_d(on) – 開通延時時間,這個值是V_gs上升到超過10%的柵極驅動電壓，同時漏極電流上升到超過規定值的時間，在t_d(on)時刻，V_GS達到閾值電壓，這段時間由R_g C_iss時間常數數千決定。

t_r – 上升時間,這個值是漏極電流從10%負載電流上升到90%的負載電流時間，取決于V_TH，跨導g_FS和R_g C_rss時間常數。

t_d(off) –關斷延時時間,這個值是V_gs下降到90%的柵極驅動電壓，同時漏極電流下降到低于90%負載電流的時間，是電流開始轉移到負載中的延時，取決于R_g C_iss。

tf – 下降時間,這個值是漏極電流從90%負載電流下降到10%的負載電流時間，取決于V_TH，跨導g_FS和R_g C_rss時間常數。

8.體二極管正向壓降

V_SD是集成的體內二極管在施加一定的源極電流時，正向壓降的測量值。施加的源極電流典型值為1A，在數據表中，它和正向壓降的最大限制值一同定義。圖10示出了二極管在兩種溫度下的典型的正向I-V特性。對于AOS SRFET，典型的V_SD比通常的MOSFET要低，為0.4V。低的V_SD可以減小二極管導通時的功率損耗。因此，SRFET是DCDC變換器下管FET，以及其它要求體二極管導通一定時間的應用的理想選擇。

圖10:體二極管正向特性 

9.體二極管反向恢復

當二極管從導通狀態切換為關斷狀態時，MOSFET的寄生體二極管產生反向恢復，因為存儲的少子電荷必須被清除，在器件內部，或者通過負電流主動的清除，或者通過復合被動的清除。

在數據表中，有三個參數列出來表示二極管的反向恢復。

t_rr: 體二極管反向恢復時間。

I_RM: 體二極管反向峰值電流。

Q_rr: 體二極管反向恢復電荷，就是二極管電流波形的負電流部分的面積。

上面的參數隨著測試條件的變化而變化，如加的電壓V_DS和di/dt等。參數的定義和測試的電路如圖11所示。

      &nb